Preamplificatore a valvole per testine a magnete mobile

Per Natale 2014, mi è stato regalato un giradischi. Potrebbe sembrare strano ascoltare ancora dischi in vinile nel 2015, ma ne ho ereditato una piccola collezione da mio padre (NOTE di dicembre 2022: adesso i dischi in vinile sono ritornati molto prepotentemente di moda). Metterli sul piatto mi ricorda quando ascoltavamo musica insieme quando ero bambino. Sono cresciuto con i Pink Floyd, il Banco del mutuo soccorso, la PFM ed un sacco di musica classica nelle orecchie. In famiglia siamo poi anche stati entusiasti quando a casa nostra è arrivato il CD, ma questa è un'altra storia.

Il mio giradischi è un Akai ATT05U. E' uno di quegli apparecchi con porta USB, ragionevolmente ben costruito e con trascinamento a cinghia. Dispone di un preamplificatore interno che può essere facilmente disinserito. Mi sono procurato un'ottima testina stereo (Audio Technica AT440MLa, mostrata in figura 1) ed il suono è molto buono. Non è che pensi che i vinili si sentano meglio dei CD o di altre sorgenti digitali di buona qualità, ma mi piace molto prendermene cura, provare vari allineamenti della testina e cercare di ottenere il più possibile regolando finemente il giradischi. Mi rifiuto di credere che un oggetto o una tecnologia valgano poco solo perché sono vecchi. Far girare un disco è un'esperienza molto diversa dal suonare un CD u un mp3 ed a me piace. Un disco in vinile è un oggetto al contempo meraviglioso, delicato e paradossalmente molto longevo. Un giradischi è una macchina basata su principi molto semplici ed al contempo estremamente raffinati. Ho poi scoperto con piacere che negli ultimi tempi il vinile va di moda e dischi nuovi ed usati si trovano facilmente nei negozi specializzati.

Alcuni anni fa, mi sono costruito un amplificatore di potenza, descritto in questa pagina. Ne sono perfettamente soddisfatto: è abbastanza potente per i miei bisogni, robusto ed efficace con le mie casse. Dato che possiedo un lettore CD ed un giradischi, mi sono posto il problema di come scegliere facilmente la sorgente. Ho pensato che fosse l'occasione buona per provare ad utilizzare un po' delle valvole che mi giravano per casa da un po' di tempo. Sono stato molto soddisfatto dei risultati: in questa pagina, descriverò il circuito che ho montato e che è un semplice preamplificatore con anche un ingresso PHONO a norme RIAA per testine a magnete mobile. Diversi carichi per la testina possono essere collegati ed il tutto gravita attorno a due doppi triodi ECC83/12AX7A, con uno stadio di uscita basato su una valvola ECC88/6DJ8 (doppio triodo anche lei).

Non penso che le valvole abbiano una sorta di non ben definita "superiorità sonora" o altre caratteristiche magiche che le rendano superiori ai transistor ed agli amplificatori operazionali. Esse seguono le leggi della fisica, come qualunque altra cosa. Però, ho un certo gusto per i circuiti un po' retrò e volevo vedere cosa sarei riuscito a combinare. Ad un certo punto, ho esitato ad inserire un controllo di toni tipo Baxandall, ma alla fine ho desistito perché le caratteristiche del mio amplificatore di potenza e delle casse l'avrebbero reso inutile. Pertanto, il mio preamplificatore non comprende controlli di toni, eccetto ovviamente l'equalizzazione RIAA obbligatoria per l'ingresso PHONO. Non ho delle piastre a cassette o dei nastri, quindi non ho previsto i circuiti relativi per la registrazione.

Questo documento è organizzato come segue. In un primo momento, discuterò brevemente le soluzioni adottate nello schema elettrico. In seguito, per lo stadio di ingresso PHONO a norme RIAA, fornirò una descrizione più dettagliata comprendente dei risultati di simulazione LTspice. Mostrerò quindi il mio prototipo ed in particolare fornirò alcuni risultati di misura. In particolare, mi concentrerò sull'accordo con l'equalizzazione standard prevista dalle norme RIAA, cercherò di misurare il rumore di fondo ed il ronzio di rete in assenza di segnale, per terminare con alcuni risultati legati alla distorsione armonica. Terminerò l'articolo con una conclusione riassumendo i risultati ottenuti.

In figura 2, possiamo trovare lo schema elettrico completo del preamplificatore, disponibile nel formato FidoCadJ (se non si è a conoscenza di FidoCadJ, ecco la pagina del progetto). Nello schema, troviamo un'alimentatore per la tensione anodica (B+) e per i filamenti, gli stadi di ingresso PHONO/RIAA, gli stadi di uscita ed un selettore per le sorgenti ed il volume.

La parte più delicata del circuito è senza dubbio il preamplificatore PHONO a norme RIAA che è costruito attorno alle valvole T2 e T3, che sono entrambe delle ECC83/12AX7A. Ognuna è un doppio triodo ed ho costruito dei semplici stadi amplificatori a catodo comune attorno ad ognuna di esse. Questa configurazione fornisce abbastanza amplificazione in tensione e l'equalizzazione RIAA è ottenuta tramite la rete R29-R31, C21 e C22 per il canale destro e R38-R48 e C26, C29 per il canale sinistro. Per essere sicuro dei risultati, ho fatto girare qualche simulazione LTspice per il circuito mostrato in figura 3, nel quale sono mostrati i punti di polarizzazione. Ho utilizzato i modelli di triodo del sito Duncan Amps, che includono la valvola ECC83/12AX7A.

Se si comparano le polarizzazioni fra le figure 2 e 3, ci si rende conto che le tensioni di placca sono previste in simulazione in maniera piuttosto accurata per la valvola T3. Invece, l'errore è maggiore per T2 che peraltro lavora ad una corrente di placca piuttosto bassa (intorno agli 0,22 mA) e probabilmente risente di una certa mancanza di accuratezza dei modelli al calcolatore. Potrebbe anche darsi che la ECC83 che ho utilizzato per T2 inizi a mostrare i segni del tempo.

Ho calcolato la rete di equalizzazione RIAA per introdurre due poli, uno a 50 Hz e l'altro a 2122 Hz, ed uno zero a 500 Hz nella funzione di trasferimento. Questi corrispondono alle ben note costanti di tempo, rispettivamente eguali a 3,180 ms, 75 μs and 318 μs. In un primo tempo, ho fatto qualche calcolo analiticamente, prendendo un'approssimazione molto semplice per la valvola. Poi, ho verificato i calcoli in simulazione, aggiustando i valori dei componenti di modo da ridurre il più possibile gli scarti rispetto alla curva teorica. Anche adottando valori standard della serie E24 per le resistenze ed E12 per i condensatori, le deviazioni dalla curva standard RIAA sono inferiori a ± 0,1 dB, come visibile nella figura 4. Due curve sono presenti: la funzione di trasferimento del circuito con i componenti standard e quella con componenti ideali. Il fattore fisso di 0,4 dB presente nella differenza (in dB) fra le curve non ha nessuna importanza, quello che conta è piuttosto che le differenze rimangono comprese in un intervallo di 0,2 dB, between -0,3 dB and -0,5 dB. La sensibilità alle tolleranze dei componenti può essere valutata facendo girare delle simulazioni Monte Carlo, ma lascio tutto ciò al lettore scrupoloso.

I file per LTspice sono scaricabili qui. La figura 5 mostra il risultato di una FFT a 65536 punti calcolata su una finestra rettangolare applicata sul segnale all'uscita del circuito. Un'eccitazione sinusoidale di 6 mV picco/picco ad una frequenza di 1 kHz è iniettata nell'ingresso, ottenendo 0,48 V picco in uscita. La distorsione è in grandissima parte dovuta alla seconda armonica. L'analisi di Fourier indica 0,041% di distorsione armonica totale, valore di tutto rispetto in un contesto HiFi.

La grande dinamica visibile nello spettro di figura 5 è dovuta all'incremento della precisione delle simulazioni LTspice rispetto alla configurazione di default, ma anche alla scelta di un intervallo di osservazione di 2 s, contenente un numero intero di sinusoidi del segnale da analizzare. In una simulazione di un transitorio, per poter apprezzare la distorsione armonica, non bisogna dimenticarsi di configurare LTspice per non comprimere i dati nei file e ridurre di parecchio la tolleranza ammessa per i risultati ottenuti, anche a costo di aumentare la durata dei calcoli. Una configurazione incorretta porterebbe ad una distorsione armonica totale abbastanza costante a 2 o 3%, anche per segnali come l'onda sinusoidale emessa da un generatore ideale. Conoscete il rischio dei computer, si chiama GIGO: Garbage In Garbage Out.

Ho ripetuto la simulazione a 504 Hz, perché misurerò la distorsione armonica a questa frequenza. Una simulazione con un segnale di ingresso a 6 mV picco/picco fornisce un segnale di uscita di 0,64 V picco/picco, con una distorsione armonica di 0,14%. Una volta ridotta l'ampiezza per ristabilire 0,48 V picco/picco in uscita, la distorsione ridiscende agli 0,04% già ottenuti ad 1 kHz. Come prevedibile, la distorsione dipende grandemente dall'ampiezza del segnale in uscita e dalla qualità di T3.

Lo stadio di uscita è costruito attorno ad una valvola ECC88 ed è un altro circuito amplificatore a catodo comune, con un guadagno di circa 10 dB. L'impedenza di uscita è inferiore a 3 kΩ, il che lo rende adatto a pilotare qualunque amplificatore di potenza. Lo stadio di uscita viene pilotato dal segnale proveniente dal selettore della sorgente e dal potenziometro di volume. Per ogni sezione della ECC88, la corrente anodica dev'essere intorno ai 13 mA (quindi, molto più elevata che per gli stadi PHONO). Se viene scelta una sorgente come un CD, che non richiede quindi amplificazione, il potenziometro di volume R23A/R23B funziona quindi da attenuatore variabile.

Il circuito di alimentazione è una questione abbastanza delicata, perché nella configurazione a catodo comune adottata un po' dappertutto, il rumore presente sulla tensione anodica viene immediatamente accoppiato al segnale in uscita. Quindi, ho applicato un filtraggio abbondante, adottando in più un semplice stadio regolatore formato da un diodo zener da 150 V ed un MOSFET per alta tensione. Q1 è un transistor a canale N, nel mio caso ho adottato un Toshiba 2SK2847 che devo aver recuperato in un vecchio monitor a tubo catodico. Questo transistor deve poter sopportare almeno 250 V tra source e drain e fornire 1 A. La potenza totale dissipata è inferiore a 2 W, ma un piccolo dissipatore è indispensabile.

Ho provato alcune soluzioni diverse per dar corrente ai filamenti. Dato che ogni valvola richiede circa 300 mA, in tutto abbiamo bisogno di 6,3 V e 900 mA. Avrei adottato un'alimentazione a 12 V che sarebbe stata permessa dalle valvole ECC83, ma purtroppo non dalla ECC88. Ho notato che è molto importante che i filamenti vengano alimentati con una tensione continua ben regolata per non avere rumore in uscita. Ho adottato un vecchio alimentatorino a commutazione che era previsto originariamente per un disco rigido esterno, seguito da un po' di filtraggio e dal regolatore integrato U1, un LM317. Sfortunatamente, il regolatore deve dissipare circa 5 W ed un dissipatore adeguato dev'essere previsto. Ho montato tutto l'amplificatore all'interno di un contenitore metallico e mi sono accorto in fretta che le temperature tendevano a diventare rapidamente torride (la dissipazione totale del circuito è di circa 20 W). Ho pertanto aggiunto una ventolina da 12 V, sottoalimentata a 6,3 V che permette di ottenere temperature più ragionevoli senza fare troppo rumore.

Alcuni componenti sono critici ed altri no. Per esempio, ho adottato per il filtraggio della tensione anodica B+ diversi condensatori che ho recuperato da vecchi circuiti a valvole. Ovviamente, mi sono accertato che fossero in piena efficienza prima di utilizzarli. Per cui, invece che C10 e C11 che hanno dei valori abbastanza fuori standard (50 μF e 32 μF) si possono utilizzare degli elettrolitici capaci di sopportare almeno 200 V e con una capacità superiore a 30 μF. Lo stesso vale per C17 e C18. Invece, è molto importante rispettare i valori dei componenti della rete di equalizzazione RIAA, quindi i condensatori C21, C22, C26 e C27 e le resistenze R27-R31 e R36-R40. Non c'è bisogno qui di scegliere componenti capaci di sopportare tensioni particolarmente elevate. Sentitevi libere di modificare il valore dei carichi per le testine, quindi i condensatori e le resistenze montati su S2A (ed S2B, ovviamente). Nel mio caso, ho messo su i valori che mi interessavano, per fare qualche prova.

Ho costruito il mio preamplificatore saldando i componenti su una basetta ramata. Le valvole sono montate in orizzontale, il che permette di saldare i componenti passivi direttamente sugli zoccoli noval. Ho fatto molta attenzione al piano di massa, presente ovunque, di modo che rimanga il più possibile scevro da qualunque tipo di disturbo elettrico. In linea di principio, ho fatto in modo che le connessioni di massa fossero disposte più o meno a stella, riunendosi sui condensatori di filtro dell'alimentazione. Non ci sono percorsi ad alta corrente nel piano di massa e la tensione per i filamenti è portata con una coppia di fili separati (anche se poi uno di essi è collegato al piano di massa in un unico punto). Sempre per permettere il collegamento a stella delle masse, le prese RCA del pannello posteriore sono elettricamente isolate dal pannello metallico su cui sono avvitate. La massa dei segnali delle diverse entrate è fornita dalla calza dei cavetti schermati ed è riunita in un unico punto vicino al selettore delle sorgenti nel pannello frontale.

Durante la messa a punto del prototipo, mi sono trovato ad affrontare alcuni problemi inattesi. Per esempio, mi sono accorto che il circuito aveva tendenza ad autooscillare ad una frequenza molto bassa (quest'effetto è chiamato motorboating). Ho notato che c'era un accoppiamento attraverso l'alimentazione fra gli stadi di ingresso PHONO e lo stadio di uscita. Questo era dovuto ad una strategia di filtraggio un po' semplicistica per la tensione anodica: gli stadi RC devono essere tenuti ben separati per i diversi stadi. Un secondo problema era la tendenza ad autooscillare per il MOSFET Q1, ma solo in condizioni particolari di tensione e di corrente. In pratica, questo si manifestava con un ronzio molto intenso presente sul segnale di uscita per alcuni minuti dopo l'accensione del circuito. Quando mi sono accorto che in realtà il tutto era dovuto a dei treni di impulsi molto stretti sincronizzati con i 50 Hz della rete elettrica, ho passato un po' di tempo a pensare che ad autooscillare fossero le valvole! Questo fenomeno è stato eliminato collegando il condensatore C7 da 100 nF, fra il source ed il drain di Q1 (alla prima occasione, proverò a vedere se il valore si può ridurre).

E' obbligatorio prevedere uno schermo per tutto il circuito e quindi adottare un mobiletto metallico per il preamplificatore. Uno schermo dev'essere usato per T2, che si occupa di amplificare i segnali più deboli. Anche se i cavi sono schermati, segnali delicati non devono esser mai fatti passare vicino ai trasformatori o ai fili che trasportano tensioni alternate.

Diverse misure possono essere fatte su un preamplificatore PHONO. Per esempio, è interessante ottenere la funzione di trasferimento del circuito, per verificarne l'accordo con le norme RIAA. Poi, si può cercare di ottenere le caratteristiche del livello di rumore in uscita e della distorsione armonica totale. Ho accesso ad un analizzatore di spettro FFT a due canali Brüel&Kjær, model 2034. E' un apparecchio ormai obsoleto, ma ancora utile per l'analisi di segnali audio. La prima cosa che ho fatto è ottenere la funzione di trasferimento globale per un canale, dall'ingresso PHONO all'uscita, mantenendo il volume al massimo. Questa misura può essere fatta adottando come sorgente l'analizzatore di spettro stesso, configurato per produrre un segnale pseudo-casuale e misurando allo stesso tempo l'ingresso e l'uscita del preamplificatore con i due canali. Gli analizzatori di spettro FFT a due canali possono implementare strategie molto raffinate per ottenere in un sol colpo la funzione di trasferimento di un circuito lineare adottando un segnale praticamente arbitrario (si veda per esempio Dual channel FFT analysis, part I e Dual channel FFT analysis, part II di H. Herlufsen, nella biblioteca online Brüel&Kjær).

La maggior parte delle misure raccolte in quest'articolo sono state fatte con una finestra di Hanning, tranne dove indicato altrimenti, ottimizzando la sensibilità degli ingressi, per evitare saturazioni o esser troppo vicini al rumore di fondo dell'apparecchio. Dato che il livello del segnale prodotto dal generatore di funzioni interno al 2034 è eccessivo per poter essere applicato direttamente all'ingresso PHONO, ho adottato un attenuatore fatto da una resistenza da 120 kΩ in serie con un'altra da 0,68 kΩ prelevando il segnale ai capi di quest'ultima. Sempre con il 2034, collegando l'attenuatore all'ingresso PHONO (carico da 47 kΩ) e misurando la sua funzione di trasferimento, ho ottenuto un'attenuazione di 45,3 dB ± 0,1 dB in tutta la banda audio, da 0 a 25,5 kHz. Una volta misurato il comportamento dell'attenuatore, è stato mantenuto in memoria di modo da sottrarlo alla misura globale, ottenendo quindi la funzione di trasferimento del preamplificatore (detta "equalized", nel gergo B&K), con una media di 50 acquisizioni. In questo modo, la schermata riportata nella figura 7 rappresenta direttamente l'ampiezza della funzione di trasferimento del preamplificatore.

Qualche parola su come leggere lo schermo del B&K 2034. L'asse orizzontale va da 256 Hz a 25,5 kHz ed è logaritmico. Le linee verticali rappresentano i punti della FFT ed ognuno rappresenta un intervallo di 32 Hz in questa configurazione. Linee più chiare sono tracciate ogni 1000 Hz. L'asse verticale è in dB, il range totale è di 40 dB e quindi una suddivisione principale vale 5 dB ed una secondaria 1 dB. Il livello in alto rappresenta un guadagno di 60 dB, quindi in basso abbiamo 20 dB. Il cursore si trova a 256 Hz e fornisce una lettura di 58,2 dB.

La tabella 1 mostra i risultati delle misure fatte sullo stadio di ingresso PHONO/RIAA (ovvero, l'ingresso è la griglia di T2 e l'uscita dopo il condensatore di bypass sulla placca di T3). Le misure sono state fatte all'analizzatore di spettro normalizzando la funzione di trasferimento al valore ottenuto ad 1 kHz. L'incertezza della misura è dovuta al B&K 2034 ed è dell'ordine di ±0,2 dB. Un procedimento simile è stato riservato alla curva teorica calcolata con LTspice. L'accordo fra i dati teorici e sperimentali è decisamente impressionante. Questo vuol dire che LTspice prende in conto correttamente la resistenza interna della ECC83 e anche le capacità parassite.

I modelli di triodo non includono i dati sul rumore. Pertanto, un'analisi del rumore in simulazione conterrebbe solo il rumore termico delle resistenze e risulterebbe troppo ottimistica.

La misura del rumore di fondo richiede una configurazione differente. Una acquisizione su un solo canale è stata effettuata, per frequenze inferiori a 6,4 kHz, cortocircuitando gli ingressi PHONO. La misura è stata ripetuta due volte. La prima ponendo il potenziometro di volume al massimo, di modo che il rumore dello stadio di ingresso PHONO attorno alle valvole T2 e T3 fosse dominante. Poi, riducendo al minimo il volume per poter ottenere le caratteristiche dello stadio di uscita costruito attorno a T1. La schermata mostrata in figura 8 mostra i risultati della prima acquisizione.

In questa misura, la scala delle frequenze è lineare, le linee chiare indicano multipli di 100 Hz ed il cursore si trova a 1 kHz. Lo strumento mostra la potenza misurata all'interno di ogni intervallo di 8 Hz della FFT (retrospettivamente, penso che avrei dovuto configurare l'apparecchio per fornire una stima della densità spettrale di potenza (PSD), ma l'unica differenza sarebbe stata nelle unità di misura).

Prima di tutto, si nota che non ci sono delle righe su multipli di 50 Hz che appaiono nello spettro, quindi il ronzio di rete si trova sotto il rumore. Un'analisi all'oscilloscopio mostra che c'è un piccolo residuo (<1 mV) di rumore di commutazione a 30 kHz, ma la cosa non crea problemi perché inaudibile. Per quanto riguarda il rumore, si nota che la rete RIAA equalizza anche il rumore della valvola T2: l'aumento del rumore a bassa frequenza è visibile, contenendo anche contributi di rumore in 1/f oltre che termico.

Regolando il volume al minimo, si ottiene invece quanto mostrato nella figura 9.

Adesso, la presenza di un piccolissimo ronzio è visibile, manifestandosi in righe spettrali multiple di 50 Hz. La scala della figura 9 è la stessa della figura 8: una sinusoide perfetta con ampiezza di 1 V RMS sarebbe 50 dB sopra il limite superiore della scala, il cui range verticale è di 80 dB. Il ronzio potrebbe essere ridotto migliorando un po' la posizione dei cavi di uscita e filtrando l'alimentazione. Tuttavia, il livello è già molto basso ed attualmente inferiore al ronzio introdotto dall'amplificatore di potenza. Lo sento appena, se proprio incollo l'orecchio alle casse, per cui ho deciso che per me va bene. In queste condizioni, contano molto di più i fattori esterni, come il cablaggio fra il giradischi ed il preamplificatore.

La misura della distorsione armonica totale può esser fatta fornendo al preamplificatore un segnale sinusoidale molto puro, osservando poi lo spettro in uscita. Ho costruito in passato un piccolo oscillatore a ponte di Wien che fornisce un segnale a 504 Hz con distorsione inferiore allo 0,01%. Il segnale proveniente dall'oscillatore è stato attenuato di 45 dB con la stessa strategia vista precedentemente ed utilizzato per eccitare l'ingresso PHONO. In un primo test, il segnale di uscita è stato prelevato subito dopo il condensatore di disaccoppiamento della placca di T3, per farsi un'idea delle caratteristiche dello stadio PHONO. L'obiettivo è di comparare i risultati misurati con quelli simulati precedentemente, pertanto l'ampiezza è stata regolata di modo da avere 0,48 V picco/picco (-15,4 dB rispetto ad 1 V RMS) all'uscita di T3. La figura 10 mostra i risultati di una misura tipica, ottenuti con il B&K 2034 in acquisizione da singolo canale, finestra flat-top e range in frequenza di 1,6 kHz.

L'asse verticale nella figura 10 copre 160 dB ed il rumore di fondo dell'analizzatore di spettro si vede molto bene. Il livello della seconda armonica è 63 dB sotto la fondamentale a 504 Hz, con una terza armonica appena visibile sul rumore. Questo rappresenta una distorsione armonica dello 0,07%, che è in buon accordo con i risultati di simulazione. Val la pena di dire che dispongo di parecchie ECC83 (fabbricate dalla RCA negli USA, dal codice della data si direbbe intorno a maggio o giugno 1962). Pertanto, ne ho provate diverse ed ho selezionato T3 di modo da ottenere la distorsione armonica migliore. Le differenze sono chiaramente misurabili e per qualcuna di esse la distorsione arrivava allo 0,2%. Non conosco il passato di quelle valvole, potrebbe darsi che quelle che hanno dato i peggiori risultati fossero già un po' usurate. Infatti, le stesse valvole tendevano a dare punti di lavoro piuttosto lontani da quelli previsti dalla simulazione LTspice e mostrati in figura 3.

La figura 11 mostra lo spettro in uscita dal preamplificatore quando un segnale a 504 Hz proveniente dallo stesso oscillatore di sopra viene fornito all'ingresso CD, ovviamente con ampiezza maggiore, regolata di modo da avere 2,83 V picco/picco in uscita, che corrispondono ad 1 V tensione efficace. La distorsione proveniente dalla seconda armonica è intorno a -53,0 dB, che corrispondono a 0,22%, con la terza armonica approssimativamente 20 dB ancora inferiore. Questo è un caso un po' estremo, perché il mio amplificatore di potenza in queste condizioni proverebbe a sbattere 23 V efficaci alle casse da 8 Ω. Senza successo, perché ciò dovrebbe dare 66 W di potenza media, già al di là del clipping, che è intorno a 55 W.

La misura della risposta in frequenza è un compito relativamente semplice. Ho costruito di recente un millivoltmetro AC. Con un generatore di segnale, ho iniettato una sinusoide a 1 kHz nell'ingresso CD, regolandone l'ampiezza di modo da ottenere 200 mV picco/picco all'uscita. Quest'ultima era collegata ad una resistenza da 47 kΩ, di modo da simulare un amplificatore di potenza. Dopodiché, ho fatto variare la frequenza di eccitazione fino ad ottenere una riduzione di 1 dB sul segnale in uscita (ciò fornisce 178 mW picco/picco). Ho ottenuto 40 kHz ± 2 kHz per il limite alto ed intorno ai 2 Hz per il limite basso. Per quest'ultimo, il mio millivoltmetro AC era già fuori banda, quindi direi che 5 Hz possono essere forniti come risultato conservativo.

Per misurare l'impedenza di uscita (che mi aspetto essere inferiore a 3 kΩ), ho tenuto d'occhio il segnale in uscita dal preamplificatore collegandovi una resistenza variabile da 5 kΩ. Ho regolato quest'ultima di modo da ottenere una riduzione del 50% rispetto all'ampiezza a vuoto, misurando poi all'ohmetro il valore su cui era regolata. Il risultato è stato (2,3±0,2) kΩ, abbastanza basso da non avere problemi per pilotare la maggior parte degli amplificatori di potenza.

Avendo utilizzato questo preamplificatore quasi quotidianamente per diversi mesi, posso dire di essere piuttosto soddisfatto delle sue performance. Un punto però merita di essere discusso ed un grave problema risolto.

Infatti, mi sono accorto che, nella mia installazione, dovevo fare una grande attenzione ad accendere il preamplificatore solo quando il finale era spento. In caso contrario, un violentissimo botto mi faceva venire i sudori freddi pensando alle mie povere casse. Stessa cosa per spegnere il tutto: bisognava dapprima spegnere l'amplificatore di potenza, attendere qualche secondo e solo dopo spegnere il preamplificatore.

Guardando il circuito di figura 2, la diagnosi del problema è molto chiara. Infatti, all'accensione del circuito la tensione B+ è presente abbastanza in fretta, prima che i filamenti delle valvole sono giunte in temperatura. Quindi, la tensione sulle placche di T1 segue in un primo tempo praticamente l'andamento della tensione B+.

Questa variazione rapida... passa attraverso i condensatori C12 e C13 (questi tagliano la continua, ma qui non si è ancora a regime!) e si ritrova in pratica in uscita del circuito, all'ingresso quindi dell'amplificatore di potenza. Si parla di tensioni di decine di volt: BOOM! Dopo un po', i catodi di T1 sono caldi e la tensione sulle placche scende, arrivando al punto di lavoro. Anche questa variazione può passare attraverso i condensatori C12 e C13 e può creare problemi all'amplificatore di potenza. La figura 12 mostra il transitorio di accensione. Si riconoscono il primo picco positivo ed il secondo negativo dopo una decina di secondi, più una piccola gobba a circa 25 s dall'accensione. Il tutto fa un segnale di 10-12 V picco picco, più che sufficiente a far sbattere in saturazione il mio povero finale! Uno stadio a catodo comune sarebbe probabilmente stato meno soggetto a questo problema.

La soluzione è comunque molto facile da mettere a punto e si tratta di adottare un circuitino che mantenga per un tempo sufficiente in corto circuito le uscite dell'amplificatore nel momento in cui questo viene acceso. Allo spegnimento, esso deve rimetterle in corto abbastanza in fretta, prima che i segnali da evitare appaiano. La soluzione è mostrata in figura 13 ed è basata sul classico NE555 utilizzato come semplicissimo monostabile, che pilota un relè a doppio scambio. Il file in formato FidoCadJ è disponibile. Il relé dev'essere collegato in modo che le uscite siano in corto quando non c'è tensione alla bobina. Il ritardo all'accensione è dato dal condensatore C29 e dalla resistenza R44, previsti per fornire un ritardo di circa 35 s (con l'NE555 tradizionale, non CMOS). Ho aggiunto D3, un diodo LED che si accende quando il circuito sta... aspettando! Ho utilizzato un LED bianco ad alta efficienza, il che spiega perché la resistenza R45 ha un valore un po' elevato per una tensione di alimentazione di 6,3 V. Quest'ultima, ovviamente, è la tensione di alimentazioni dei filamenti delle valvole nel circuito di figura 2.

NOTA: dal 2016 al 2020, una versione errata del circuito visibile in figure 13 è stata visibile (il diodo D2 era indicato al contrario nello schema).

Questa pagina descrive un preamplificatore a valvole con ingresso PHONO, costruito attorno ad una ECC88 e due ECC83. Le misure riassunte nella tabella 2 mostrano che la funzione di trasferimento è in ottimo accordo con la curva RIAA standard (differenze inferiori a 0,1 dB per frequenze inferiori a 3 kHz). Per quanto riguarda lo stadio RIAA, non vi sono residui di ronzio di rete a multipli di 50 Hz misurabili in uscita cortocircuitando l'ingresso, ma unicamente il rumore proveniente dal primo stadio ad ECC82 (1/f e Johnson), equalizzato dalla rete RIAA. Per chi volesse studiare a fondo le caratteristiche di rumore degli amplificatori a valvole in questo contesto, consiglio una lettura al libro di Burkardt Vogel "The sound of silence", 2nd ed. pubblicato da Springer nel 2011. Anche se lo schema elettrico di questo preamplificatore può apparire semplice, questo non è un circuito per principianti. Infatti, le valvole richiedono tensioni di alimentazione elevate e c'è pericolo di farsi veramente male. Inoltre, bisogna fare molta attenzione con le connessioni di massa: un cablaggio non adeguato darà SICURAMENTE luogo a ronzii inaccettabili in uscita.

Da un punto di vista personale e soggettivo, le mie orecchie apprezzano il suono dell'insieme ed il preamplificatore descritto qui sembra di essere un eccellente compagno per l'amplificatore 55 W+55 W a transistor che ho costruito alcuni anni fa. Come ho detto prima, non credo che le valvole siano superiori alle loro controparti in silicio. La soluzione più semplice, efficace e razionale probabilmente sarebbe stata cercare un buon amplificatore operazionale a bassissimo rumore e costruirci un circuito intorno. Il consumo sarebbe stato ridotto di diversi ordini di grandezza, la semplicità del tutto sarebbe stata molto maggiore e non ci sarebbero state in giro tensioni di centinaia di volt con cui fare i conti. Però, mi piacciono le valvole e le soluzioni un po' retrò (avete visto il mio orologio a nixie?). Trovo divertente giocare con esse, come si può vedere dalla figura 15. Anche con circuiti semplici come la configurazione a catodo comune, le tensioni di alimentazione sono talmente elevate che c'è una dinamica formidabile per i segnali ed è facile tenere la distorsione armonica bassa, perlomeno in un preamplificatore. Soprattutto se i tubi adottati sono di buona qualità. Se decidete di costruire questo circuito, vi auguro di divertirvi come mi ci sono divertito io.