Préamplificateur RIAA à lampes pour cellules à aimant mobile

Introduction
Schéma du circuit et simulations LTspice
Mon prototype
Mesure
Quelques mois plus tard : circuit retardateur
Conclusion

ATTENTION: les circuits à lampes tels que le préamplificateur décrit ici utilisent des tensions dangereuses. Il y a un sérieux risque d'électrocution si toutes les règles de sécurité nécessaires ne sont pas respectées à la lettre. Même après que le circuit a été éteint, les condensateurs stockent une charge dangereuse pendant plusieurs minutes. Les constructeurs doivent être parfaitement conscients des consignes de sécurité à respecter.


Introduction

Pour Noël 2014, on m'a offert une platine tourne disque. Il peut apparaître étrange d'écouter des disques de vinyle en 2015, mais j'ai hérité une collection de mon père. Faire tourner des disques me rappelle quand il écoutait de la musique avec moi quand j'étais enfant. J'ai pratiquement grandi avec Pink Floyd, du rock progressif Italien (Banco del mutuo soccorso, PFM) et beaucoup de musique classique dans mes oreilles. Par ailleurs, nous avons été très contents lorsque nous avons adopté le CD, mais cela est une autre histoire.

Ma nouvelle platine est une Akai ATT05U. Il s'agit d'une platine avec sortie USB, est raisonnablement bien fabriquée, a un entraînement par courroie et dispose d'un préamplificateur interne. Je l'ai équipée avec une bonne cellule (Audio Technica AT440MLa, montré en figure 1) et le son est tout à fait satisfaisant. Je ne pense pas que les disques en vinyle offrent un son de meilleure qualité par rapport aux CD ou d'autres sources numériques de bonne qualité. Néanmoins j'adore passer du temps avec mes disques pour les protéger de la poussière, ou essayer de trouver le meilleur alignement possible de la cellule sur le bras. Ecouter un disque en vinyle est une expérience bien différente par rapport à écouter un CD ou un mp3, et j'aime cela. Je ne pense pas qu'un objet ou une technologie sont forcement mauvais par simple fait qu'ils sont vieux. Un disque en vinyle est un objet merveilleux et une platine tourne disque est basée sur un principe physique aussi simple qu'élégant et raffiné. J'ai aussi découvert avec plaisir qu'en ce moment beaucoup de personnes sont à nouveaux intéressées dans les vinyles et qu'on en trouve facilement, neufs ou d'occasion, dans les magasins spécialisés.

Il y a quelques années, j'ai construit un amplificateur de puissance, décrit dans cette page. J'en suis entièrement satisfait : il est suffisamment puissant, robuste et très efficace avec mes enceintes. J'ai une platine CD et une platine tourne-disques : j'avais donc besoin d'un système me permettant de sélectionner les différentes sources. J'avais des anciennes lampes qui trainaient dans mon laboratoire, j'ai pensé que c'était le bon moment pour le réutiliser. J'ai été satisfait des résultats et donc dans cette page je vais décrire mon simple préamplificateur à lampes. Il est équipé d'un étage PHONO qui permet d'obtenir une égalisation RIAA très précise et est adapté à traiter le signal issu d'une cellule à aimant mobile (MM - Moving Magnet). Il permet de sélectionner plusieurs charges pour la cellule et il est basé sur deux lampes ECC83/12AX7A, avec un étage de sortie basé sur une ECC88/6DJ8. Les trois lampes sont des doubles-triodes.

The Audio Technica AT440MLa

Fig. 1 : la cellule Audio Technica AT440MLa en train de faire son travail (cliquer pour élargir).

Je ne pense pas que les lampes (tubes à vide) ont une sorte de « supériorité sonique" ou aucune sorte d'avantage plus ou moins magique par rapport à des transistors discrets, ou des amplificateurs opérationnels. Elles suivent les lois de la physique, comme tout autre composant électronique. Néanmoins, j'ai un goût pour les circuits anciens et je voulais voir quel type de résultats j'allais obtenir. Entre autre, j'ai hésité à rajouter un contrôle de tons en style Baxandall. Cependant, j'ai conclu qu'il n'aurait pas été utile, car les performances de mon amplificateur et mes enceintes l'auraient rendu inutile. Donc, dans mon circuit il n'y a aucun type de contrôle de tons, sauf bien entendu l'égalisation RIAA de l'entrée PHONO. Je n'ai pas l'exigence d'utiliser des platines cassettes ou un magnétophone, donc je n'ai pas non plus rajouté les entrées et les sorties pour ces derniers.

Ce document est organisé comme il suit. Tout d'abord, je vais commenter brièvement le schéma électrique complet du circuit, ainsi que certaines des solutions techniques adoptées. Ensuite, pour les circuits d'entrée RIAA PHONO, je vais rentrer dans les détails d'une simulation faite avec LTspice. Je vais donc décrire mon prototype et je passerai du temps à présenter les résultats des mesures que j'ai effectuées. En particulier, l'accord avec la courbe théorique RIAA, le plancher de bruit, le ronflement à 50 Hz et la distorsion harmonique de l'appareil seront discutés. Je vais terminer avec une conclusion et un résumé des performances obtenues.

Schéma du circuit et simulations LTspice

Complete electronic schematic of phono/cd/aux preamp

Fig. 2 : le schéma, dessiné avec FidoCadJ. Les tensions mesurées sont reférées à la masse, sauf pour les tensions AC (cliquer pour élargir).

Le schéma électrique complet du préamplificateur est montré dans la figure 2 et est disponible dans le format FidoCadJ (si vous ne savez pas ce que c'est FidoCadJ, donnez un coup d'oeil ici). Le circuit est composé par une alimentation pour la tension anodique (B+), ainsi que pour les filaments des lampes. On trouve ensuite le préamplificateur PHONO aux normes RIAA, ainsi qu'un étage de sortie. Le volume et la source se règlent par un double-potentiomètre et un sélecteur.

Simulation du préamplificateur RIAA PHONO

Sans doute, la partie la plus délicate du circuit est le préamplificateur PHONO aux normes RIAA. Cet étage est conçu autour de T2 et T3, deux lampes ECC83/12AX7A. Chacun est une double triode et j'ai employé des étages à cathode commun assez simples. Cette configuration permettant d'obtenir un gain relativement important, l'égalisation RIAA est obtenue à l'aide du réseau formé par R29-R31, C21 et C22 pour le canal droit, et R38-R40, C26 et C27 pour le canal gauche. J'ai fait tourner quelques simulations sous LTspice, pour le circuit montré dans la figure 3, où les résultats pour les points de polarisation sont déjà affichés. J'ai employé les modèles de triodes fournis par le site de Duncan Amps, ces modèles incluant la lampe ECC83/12AX7A.

Simulating the PHONO stage with LTspice.

Fig. 3 : le préamplificateur PHONO aux normes RIAA. Le circuit en bas est utilisé pour fournir la solution de référence.

En comparant les figures 2 et 3, on remarque que les tensions de polarisation des plaques mesurées et calculées sont en très bon accord pour T3. Pour T2, par contre, un écart plus important apparaît, du moins pour mon prototype. En fait, T2 travaille avec un courant de plaque assez petit (0,22 mA) et probablement la précision des modèles commence à devenir discutable. Il est aussi tout à fait possible que la lampe ECC83 dont je disposait avait déjà été utilisée dans le passé et montre quelques petits signes d'usure.

Le réseau d'égalisation RIAA a été calculé pour introduire deux pôles, respectivement aux fréquences de 50 Hz and 2122 Hz, et un zéro à 500 Hz dans la fonction de transfert du circuit. Ceux-ci correspondent aux trois constantes de temps bien connues de l'égalisation RIAA, qui valent respectivement 3,180 ms, 75 μs and 318 μs. J'ai tout d'abord calculé analytiquement les valeurs des composants dans le réseau d'égalisation, en me servant de modèles élémentaires pour les lampes. Ensuite, j'ai vérifié la réponse du circuit avec LTspice, en rajustant les valeurs des composants pour obtenir une réponse qui suivait le mieux que possible la courbe préconisée par la RIAA. Même avec des composants de la série E24 pour les résistances et E12 pour les condensateurs, les différences avec la courbe théorique RIAA ne dépassent pas ± 0,1 dB et sont visibles en figure 4 en bas. Deux courbes sont montrés en figure 4: la fonction de transfert du circuit où les valeurs des séries E24 et E12 sont employés et la fonction de transfert avec composants idéaux. Le décalage de 0,4 dB entre les deux courbes est dû à un coefficient arbitraire dans la source B1 dans la figure 3 et n'a aucune importance. Ce qui compte est que toutes les différences restent à l'intérieur d'une intervalle de 0,2 dB, entre -0,3 dB et -0,5 dB. La sensibilité aux tolérances peut être évaluée à l'aide d'une simulation Monte Carlo, mais je laisse cela au lecteur scrupuleux.

Simulated (AC analysis) and theoretical RIAA amplification curves.

Fig. 4 : en haut, réponse RIAA simulée sur composants standards (analyse AC, en rouge) ou théoriques (en vert), pour le circuit de figure 3. En bas, rapport entre réponse avec composants E24/E12 et courbe théorique. Je souffre à chaque fois que je vois « K » au lieu que « k » pour indiquer le multiplicateur x1000.

Les circuits LTspice peuvent être téléchargés ici. La figure 5 montre les résultats d'une FFT à 65535 points calculée sur une fenêtre rectangulaire appliquée au signal de sortie du circuit. Une onde sinusoïdale d'amplitude 6 mV crête à crête à 1 kHz est appliquée à l'entrée du circuit. L'amplitude du signal de sortie en ces conditions est de 0,48 V crête a crête et la distorsion qu'on peut apprécier vient surtout de la deuxième harmonique. L'analyse de Fourier indique une distorsion harmonique qui vaut 0,041%, valeur respectable, raisonnablement compatible avec une optique haute fidélité.

La grande dynamique visible en figure 5 vient d'une précision accrue des simulations LTspice et d'un choix approprié de l'intervalle de simulation, qui contient un nombre entier de périodes du signal d'entrée à 1 kHz. Dans une simulation d'un transitoire pour évaluer la distorsion harmonique totale d'un circuit, il ne faut pas oublier d'éliminer la compression des données issus de la simulation, ainsi que de réduire considérablement la tolérance admise. Cela augmente inévitablement la durée des simulations, mais est absolument indispensable. Une configuration incorrecte de LTspice produirait une évaluation de distorsion harmonique complètement faussée (c'est à dire à côté de la plaque, dans les choux, à l'ouest, à la ramasse), proche de 2 ou 3%, même en observant le signal de sortie du générateur sinusoïdal. Vous connaissez le risque des ordinateurs, c'est appelé GIGO : en Anglais cela veut dire Garbage In Garbage Out, ce qui peut se traduire approximativement en Français comme « N'importe quoi à l'entrée, n'importe quoi à la sortie ».

J'ai répété le calcul de la distorsion à une fréquence de 504 Hz, car j'ai un oscillateur à très faible distorsion opérant à cette fréquence. Si l'on garde 6 mV crête/crête à l'entrée du circuit, l'amplitude de sortie augmente à 0,64 V crête/crête, ce qui donne une distorsion de 0,14%. Une fois que le signal d'entrée est réduit pour obtenir 0,48 V crête/crête une nouvelle fois, la distorsion descend à 0,04%, résultat identique à 1 kHz. Comme l'on pouvait s'attendre, la distorsion dépend très fortement de l'amplitude de sortie des signaux, ainsi que des performances de T3.

FFT of simulated transient analysis.

Fig. 5 : amplitude de la FFT du transitoire simulée dans le circuit de figure 3, avec signal à l'entrée de 6 mV crête/crête à 1 kHz. La deuxième harmonique est 68,7 dB au-dessous de la fondamentale. Le spectre est assez propre, car un nombre entier de périodes est compris dans la fenêtre (rectangulaire) d'observation utilisée par la FFT.

Circuit de sortie, alimentation et autres minuties

L'étage de sortie est conçu autour d'une lampe ECC88 et est encore une fois un amplificateur à cathode commun, avec un gain qui vaut approximativement 10 dB. L'impédance de sortie est de l'ordre de 3 kΩ, ce qui est suffisamment faible pour piloter n'importe quel amplificateur de puissance. Le signal d'entrée du circuit provient du sélecteur et du potentiomètre de volume. Un courant de 13 mA parcourt chaque section de la lampe ECC88. Ce courant de fonctionnement est donc bien supérieur à celui utilisé pour les étages RIAA avec les ECC83. Si la source qui est sélectionnée n'a pas besoin d'être amplifiée (c'est le cas d'une platine CD, par exemple), le potentiomètre de volume R23A/R23B joue uniquement le rôle d'atténuateur.

Le circuit d'alimentation est un peu délicat, car en adoptant la configuration à cathode commun, tout le bruit présent dans la tension anodique se retrouve directement couplé au signal de sortie. Donc j'ai choisi d'appliquer un filtrage plutôt généreux, ainsi qu'un simple étage régulateur avec un transistor MOS et un zener à 150 V. Q1 est un transistor MOS à canal N capable de travailler à haute tension, j'ai utilisé un Toshiba 2SK2847 (je l'ai récupéré dans un vieux moniteur à tube cathodique). Ce composant doit pouvoir supporter au moins 250-300 V entre source et drain, et un courant d'au moins 1 A. La puissance dissipée en total reste inférieure à 2 W, mais un petit dissipateur est indispensable.

J'ai essayé plusieurs solutions pour allumer les filaments. En comptant 300 mA pour chaque lampe avec une alimentation à 6,3 V, il faut fournir environ 900 mA en total. J'aurais adopté une alimentation à 12 V si ce n'est que cela n'aurait pas été adapté au ECC88. J'ai remarqué qu'une alimentation en tension continue, bien régulée, est indispensable pour ne pas se retrouver le secteur à 50 Hz à la sortie des ECC83. J'ai donc utilisé une alimentation à découpage (elle était utilisée pour alimenter un vieux disque dur externe), suivie par un étage de filtrage et un régulateur linéaire LM317. Malheureusement, le régulateur doit dissiper environ 5 W et doit être monté sur un refroidisseur. Le mien étant un peu petit et placé à l'intérieur du boîtier, qui avait tendance à devenir torride, j'ai été contraint à rajouter un ventilateur à 12 V, sous alimenté à 6,3 V. Avec cette tension, le ventilateur est suffisamment silencieux pour pouvoir être toléré dans cette application.

Certains composants sont plutôt critiques, mais ce n'est pas le cas pour d'autres. Par exemple, j'ai utilisé pour le filtrage de B+ plusieurs condensateurs électrochimiques que j'ai récupéré dans le passé, en m'assurant qu'ils étaient en parfait état. Donc, au lieu que les valeurs indiquées pour C10 et C11, qui ne sont pas forcement standard, on peut utiliser pratiquement n'importe quel valeur réaliste supérieur à 30 μF, en mesure de supporter 200 V. La même chose est vraie pour C17 et C18. En revanche, d'autres éléments sont assez critiques, comme ceux qui font partie du réseau d'égalisation RIAA (C21, C22, C26 et C27, résistances R27-R31 et R36-R40). Par contre, ces composants ne sont pas soumis à des tensions élevées. Sentez-vous libres d'adapter les charges des cellules à vos besoins, ce sont les résistances et les condensateurs autour de S2A et S2B. J'ai adopté dans mon cas les valeurs que je voulais tester avec ma cellule.

Mon prototype

The completed prototype

Fig. 6 : prototype fabriqué sur plaque cuivrée, connexions en air. Le circuit retardateur n'a pas encore été installé (cliquer pour élargir).

J'ai fabriqué mon prototype en soudant les composants nécessaires sur une plaque cuivrée jouant le rôle de plan de masse. Les lampes sont montées horizontalement et les composants passifs sont montés directement sur les socles noval. La présence d'un plan de masse simplifie certaines choses, mais une grande attention a été dévouée à faire en sorte que la masse reste la plus propre que possible. En principe, j'ai organisé les connexions dans la limite du possible en respectant une structure en étoile, qui se branchait sur les condensateurs de filtrage. Aucun parcours à haut courant est présent et par exemple les filaments sont alimentés par des fils qui sont gardés séparés du plan de masse et des autres connexions. Une des connexions du filament est mise à la masse, mais en un seul point. Tous les connecteurs RCA montés dans le panneau arrière sont gardés soigneusement isolés de la masse métallique du panneau, par contre, toutes les masses des câbles blindés sont réunies dans un seul point proche aux sélecteurs d'entrée.

Pendant la construction du prototype, j'ai eu un certain nombre de problèmes imprévus. Par exemple, je me suis rendu compte que le circuit tendait à osciller à très faible fréquence (ceci est appelé « motorboating » en Anglais). J'ai remarqué qu'il y avait un couplage à travers la tension d'alimentation entre le préamplificateur RIAA et l'étage de sortie conçu autour de T1. Je me suis aperçu que ce deux étages doivent être gardés bien séparés, et les étages de filtrage RC doivent être dédoublés et gardés séparés. Un deuxième problème inattendu était la tendance à auto-osciller du transistor MOS Q1, uniquement dans certaines situations de courant/tensions à ses bornes. D'un point de vue pratique, cela se manifestait par un ronflement à 50 Hz très fort, pendant un ou deux minutes après la mise en fonction de l'appareil. Lorsque je me suis rendu compte qu'il s'agissait d'impulsions très rapides déclenchées par la fréquence secteur, j'ai pensé pendant un certain temps que c'étaient les lampes à osciller ! Cette oscillation a été éliminée en rajoutant C7, un condensateur de 100 nF entre la source et le drain de Q1 (je vais peut-être essayer de le réduire un peu).

Utiliser un blindage suffisant pour tout le circuit est obligatoire. Celui-ci devra donc être installé dans une boîte métallique. Un écran approprié pourra être adopté pour T2, qui s'occupe de l'amplification des signaux les plus délicats. Même si les câbles sont blindés, il faut éviter de faire circuler en proximité des signaux sensibles et l'alimentation secteur ou à tension alternée.

Mesures

Egalisation RIAA

Plusieurs mesures sont intéressantes dans le contexte d'évaluer les performances d'un amplificateur PHONO tel que celui qui est présenté ici. Par exemple, il peut être utile d'évaluer la fonction de transfert globale, pour en vérifier l'accord avec le standard RIAA. Ensuite, on pourra essayer d'évaluer les caractéristiques du plancher de bruit et la distorsion harmonique totale. Mon laboratoire contient un analyseur de spectre FFT à deux canaux Brüel&Kjær, modèle 2034. C'est un instrument très ancien, mais qui demeure utile pour l'analyse de signaux audio. La première chose que j'ai faite est de mesurer la fonction de transfert d'un canal, depuis l'entrée PHONO à la sortie, avec le potentiomètre de volume au maximum. La mesure directe d'une fonction de transfert peut être faite à l'aide d'un bruit pseudo-aléatoire généré par l'instrument, qui est utilisé pour l'excitation du bloc à analyser. Au même temps, l'instrument peut observer avec les deux canaux ce qui rentre et sort de l'appareil. Les analyseurs de spectre à deux canaux peuvent implémenter des stratégies très raffinées pour l'analyse des fonctions de transfert en adoptant un signaux pratiquement arbitraire (lire par exemple Dual channel FFT analysis, part I et Dual channel FFT analysis, part II par H. Herlufsen, dans la bibliothèque Brüel&Kjær).

La plupart des mesures reportées ici ont été faites avec une fenêtre de Hanning (sauf où indiqué autrement), en optimisant la sensibilité des entrées, en évitant le plus possible de saturer les entrées ou de travailler trop près du plancher de bruit de l'appareil. Le niveau de sortie du générateur de signaux interne au 2034 est trop grand pour pouvoir piloter directement une entrée PHONO. J'ai donc adopté un atténuateur  un pont diviseur de tension avec une résistance de 120 kΩ en série avec une deuxième de 0,68 kΩ. Une fois connecté cet atténuateur à l'entrée du préamplificateur (charge de 47 kΩ), j'ai mesuré une atténuation de -45,3 dB ± 0,1 dB entre 0 Hz et 25,5 kHz. Une fois déterminée dans un deuxième temps la fonction de transfert de l'atténuateur et du préamplificateur ensemble, l'influence de l'atténuateur a été retirée ("equalized") du résultat de mesure affiché en figure 7. Une moyenne de 50 mesures a été calculée.

Transfer function of the preamplifier, PHONO to OUT at max volume.

Fig. 7 : fonction de transfert du préamplificateur, d'une entrée PHONO à la sortie correspondante. Axes de fréquences logarithmique, de 256 Hz à 25.5 kHz, échelle verticale de 40 dB (cliquer pour élargir).

Quelques mots à propos de comment on procède pour lire un écran d'un B&K 2034. L'axe horizontal est en ce cas logarithmique et va de 256 Hz à l'extrême gauche jusqu'à 25,5 kHz à l'extrême droite. Les lignes verticales représentent les points calculés de la FFT (chacun couvrant 32 Hz en cette configuration). Des lignes plus claires sont tracés tous les 1000 Hz. L'axe vertical est en dB, l'étendue totale est de 40 dB et donc une division principale est de 5 dB et une division secondaire est de 1 dB. Le niveau en haut du graphique représente une amplification de 60 dB, donc en bas on se retrouvera avec 20 dB. Le curseur est placé à 256 Hz et donne une lecture de 58,2 dB.


FréquenceCoube théorique RIAAMesures
24 Hz 19,0 dB19,0 dB
48 Hz 17,1 dB17,1 dB
64 Hz 15,7 dB15,7 dB
104 Hz 12,8 dB12,7 dB
152 Hz 10,1 dB10,1 dB
200 Hz 8,2 dB8,1 dB
304 Hz 5,4 dB5,2 dB
504 Hz 2,6 dB2,6 dB
1000 Hz 0,0 dB0,0 dB
1504 Hz -1,4 dB-1,4 dB
3000 Hz -4,8 dB-4,9 dB
5000 Hz -8,3 dB-8,6 dB
60000 Hz -9,6 dB-9,9 dB

Tab. 1 : comparaison entre courbes standard RIAA et mesures, normalisées à 0,0 dB à 1 kHz.

Le tableau 1 montre les résultats de mesure sur l'étage PHONO/RIAA (entrée sur la grille de T2 et sortie après le condensateur de liaison après la grille de T3). Les résultats ont été normalisés par rapport à l'amplification à 1 kHz, l'incertitude des données est due au B&K 2034 et est de l'ordre de ± 0,2 dB. Une normalisation similaire pour la courbe calculée avec LTspice a été effectuée. L'accord entre les deux courbes est plutôt impressionnant. Ceci veut dire que LTspice tient compte correctement de l'impédance interne de la lampe ECC83, ainsi que des capacité internes.

Les modèles de triodes dont je dispose ne prennent pas en compte le bruit. Donc, une analyse de bruit prendrait en compte uniquement le bruit thermique issu des résistances, fournissant des résultats trop optimistes.

Plancher de bruit et ronflement secteur

La mesure du plancher de bruit de l'appareil demande une autre configuration de mesure. Une acquisition du spectre FFT sur un seul canal et moyennage a été faite, pour une plage de fréquence entre 0 et 6,4 kHz. L'entrée PHONO a été court-circuitée avec la masse. Cette mesure a été répétée deux fois. La première, avec le volume au maximum, pour déterminer les performances de l'étage d'entrée RIAA, composé par les lampes T2 et T3 (ECC88). Ensuite, en réduisant le volume au minimum, pour observer les performances de l'étage de sortie autour de T1. La copie d'écran reportée en figure 8 montre les résultats d'une acquisition du B&K 2034 pour la première mesure.

Noise floor of the phono stage

Fig. 8 : plancher de bruit pour des fréquences inférieures à 6,4 kHz à la sortie du préamplificateur. Volume au niveau maximum et entrée PHONO court-circuitée. Le bruit venant de l'étage PHONO/RIAA domine (cliquer pour élargir).

Dans cette mesure, l'échelle des fréquences est linéaire, les lignes claires indiquent les multiples de 100 Hz et le curseur est placé à 1 kHz. L'instrument montre la puissance mesurée dans chaque raie FFT, ayant une largeur de 8 Hz (rétrospectivement, je crois que j'aurais dû configurer l'appareil pour évaluer la densité spectrale de puissance (PSD), bien que cela n'aura entrainé qu'un simple changement d'unité de mesure).

Tout d'abord, on remarque l'absence de lignes à des fréquences multiples de 50 Hz. Le ronflement secteur est donc inférieur au bruit de fond mesurée dans ces conditions. Une observation à l'oscilloscope montre qu'un reste (<1 mV) du bruit de commutation à 30 kHz est présent, mais bien entendu inaudible. On remarque que la densité spectrale de puissance du bruit tend à suivre l'égalisation RIAA et une augmentation du bruit très basse fréquence est visible. A ces fréquences aussi, une contribution venant du bruit de scintillation (1/f) se rajoute au bruit Johnson (thermique).

Lorsque le potentiomètre de volume est tourné vers le minimum, on obtient les résultats montrés dans la figure 9, qui caractérisent l'étage de sortie.

The completed prototype

Fig. 9 : plancher de bruit de l'étage de sortie, pour des fréquences inférieures à 6,4 kHz mesuré à la sortie du préamplificateur, avec le potentiomètre de volume au minimum et entrée PHONO en court circuit. Le bruit et le ronflement secteur de l'étage de sortie sont visibles (cliquer pour élargir).

Maintenant, une toute petite présence de ronflement secteur est détectable clairement, en tendant à se manifester avec des composantes spectrales multiples de 50 Hz. L'échelle de figure 9 est la même employée en figure 8: une onde sinusoidale avec une amplitude 1 V efficace serait 50 dB au dessus le fond d'échelle montré à l'écran, avec une étendue totale de 80 dB affichés. Celui-ci pourrait être probablement réduit en optimisant le placement des câbles de sortie ou en filtrant mieux l'alimentation. Néanmoins, il s'agit d'une performance qui est déjà meilleure que celle de mon amplificateur de puissance (je l'entend à peine en collant l'oreille aux enceintes) et j'ai décidé que c'était acceptable pour mes besoins. De toute façon, en ces conditions, le ronflement à la sortie dépend de façon critique de la qualité des connexions entre la platine tourne disque et le préamplificateur, donc de facteurs externes au circuit.

Distorsion harmonique à 504 Hz

La mesure de la distorsion harmonique totale (THD) peut être effectuée en excitant le préamplificateur avec un signal sinusoïdal très pur, en mesurant la dégradation du spectre à la sortie. J'ai fabriqué il y a quelques temps un petit oscillateur à pont de Wien, qui fournit un signal à 504 Hz avec une distorsion harmonique inférieure à 0,01%. Le signal issu de cet oscillateur a été tout d'abord atténué de 45 dB avec le même système vu précédemment, pour pouvoir piloter l'entrée PHONO. Dans un premier test, le signal à analyser a été pris après le condensateur de découplage sur la plaque de T3, pour obtenir une évaluation des performances du seul étage PHONO. L'objectif étant de comparer les résultats avec ceux simulés précédemment, l'amplitude de l'oscillateur a été rajustée pour obtenir 0,48 V crête à crête à la sortie (-15,4 dB par rapport à une référence de 1 V RMS). La figure 10 montre les résultats d'une mesure typique avec le B&K 2034, sur un seul canal, fenêtre « flat-top » et étendue observée en fréquence de 1,6 kHz.

Spectral analysis of the output signal of the riaa/phono stage, fed by a very pure 504 Hz test tone.

Fig. 10 : Analyse spectrale du signal de sortie de l'étage PHONO, avec à l'entrée un signal à 504 Hz très pur spectralement (cliquer pour élargir).

L'axe vertical de la figure 10 couvre 160 dB et le plancher de bruit de l'analyseur de spectre est clairement visible. Le niveau de deuxième harmonique est 63 dB plus bas que la fondamentale à 504 Hz, avec une troisième harmonique qui est à peine visible sur le niveau de bruit. Cela représente une distorsion harmonique de l'ordre de 0,07%, qui est raisonnablement en accord avec les résultats de simulation. Je possède un certain nombre de lampes ECC83 (fabriqués aux Etats Unis par RCA, elles sont marquées 12AX7A et ont un code pour la date de fabrication qui laisse penser à entre mai et juin 1962). Le résultat obtenu a été mesuré en sélectionnant pour T3 la lampe qui donnait les meilleures performances en termes de distorsion. Les différences étaient clairement mesurables et pour certaines entre elles on pouvait atteindre 0,2%. Je ne connais pas l'histoire de ces tubes et il se peut que certains avaient déjà été utilisé dans le passé et étaient usés. Ces lampes tendaient à avoir des points de polarisation plutôt loin de ceux calculés dans les simulations LTspice de figure 3.

Spectral analysis of the output signal of the output stage, fed by a very pure 504 Hz test tone.

Fig. 11 : Analyse spectrale du signal issu de l'étage de sortie, piloté par un signal sinusoïdal très pur à 504 Hz. L'échelle horizontale va de 0 à 3,2 kHz (cliquer pour élargir).

La figure 11 montre le spectre du signal à la sortie du préamplificateur lorsque le même signal de référence à 504 Hz est utilisé pour piloter l'entrée CD. L'amplitude a été réglée pour que le signal de sortie soit un peu supérieur à 1 V RMS, ce qui veut dire 2,83 V crête à crête. La distorsion qui provient de la deuxième harmonique est évaluée à -53,0 dB, alors que la troisième harmonique est visible et est 20 dB plus bas. Celle-ci est une situation plutôt extrême, car en ces conditions mon amplificateur de puissance essayerait de cracher plus que 23 V efficaces à mes enceintes 8 Ω. Sans succès, car cela donnerait 66 W de puissance moyenne, c'est à dire une valeur supérieure à ses possibilités.

Réponse en fréquence entrée CD/AUX et impédance de sortie

La mesure de la réponse en fréquence est relativement facile par rapport à ce qui vient d'être décrit. J'ai fabriqué il y a quelques temps un millivoltmètre AC. En employant un générateur basse fréquence, j'ai injecté un signal à 1 kHz dans l'entrée CD en réglant son amplitude jusqu'à obtenir 200 mV crête à crête à la sortie du préamplificateur. La sortie était branchée sur une charge de 47 kΩ. J'ai ensuite fait changer la fréquence jusqu'à détecter une réduction de 1 dB, donc en ayant une valeur de 178 mV crête à crête à la sortie. J'ai ainsi obtenu 40 kHz ± 2 kHz pour la limite haute. La limite basse est probablement aux alentours de 2 Hz, mais j'ai été limité par la bande passante de mon millivoltmètre AC et j'adopterai 5 Hz comme valeur conservatrice.

Pour mesurer l'impédance de sortie (que j'évalue être inférieure à 3 kΩ), j'ai mesuré l'amplitude du signal de sortie du circuit en branchant un potentiomètre linéaire de 5 kΩ entre la sortie et la masse. J'ai ensuite cherché le point où l'amplitude de sortie était réduite de la moitié par rapport à avant le branchement du potentiomètre. En mesurant dans un deuxième temps la valeur à laquelle le potentiomètre avait été réglé, j'ai obtenu(2,3±0,2) kΩ, suffisamment faible pour piloter mon amplificateur de puissance.


ParamètreEntrée PHONOEntrées CD/AUX
Egalisation± 0,3 dB de la courbe RIAA sous 6 kHzPlat
Gain à 1 kHz
(max, volume)
(53,7±0,5) dB(21,2±0,2) dB
Gain à 32 Hz
(max, volume)
(69,1±0,5) dB(21,2±0,2) dB
Gain à 10 kHz
(max, volume)
(39,6±0,5) dB(21,2±0,2) dB
Phase180° + égalisation RIAA 180°
Réponse en fréquence -1 dB
(Charge 47 kΩ)
n.a.5 Hz à 40 kHz
Distorsion harmonique à 504 Hz 0,07% sortie de T2 à 0,48 V crête/crête0,22% sortie de T1 à 2,48 V crête/crête
Impédance d'entrée47 kΩ or 68 kΩ
(additional 0, 100, 200 pF)
47 kΩ
Résistance de sortie(2,3±0,2) kΩ (2,3±0,2) kΩ

Tab. 2: résumé des caractéristiques du préamplificateur. En gras, les valeurs mesurées.

Quelque mois plus tard : circuit retardateur

J'ai utilisé ce préamplificateur presque tous les jours depuis plusieurs mois au moment où j'écris ces lignes et je dois dire que je suis plutôt satisfait de ses performances. Un point, par contre, mérite d'être discuté et un problème doit être résolu.

Je me suis rendu compte que lorsque j'utilise ce circuit avec mon amplificateur de puissance, il fallait que je fasse très attention à ne pas l'allumer avec ce dernier déjà en fonction. En fait, dans ce cas, un bruit très important sortait de mes enceintes. Disons que c'était quelque chose de suffisant à me faire venir les sueurs froides en pensant à mes pauvres enceintes. Un problème similaire était présent en l'éteignant. Il fallait donc éteindre l'amplificateur de puissance et, seulement après quelques secondes, le préamplificateur.

En observant le circuit de figure 2, l'origine du problème est claire. Lorsque le circuit est allumé, la tension B+ est présente assez rapidement, avant que les filaments des lampes atteignent leur température d'exercice. Donc, la tension sur les plaques de T1 se retrouve à suivre dans un premier moment l'évolution rapide de la tension B+

Turn on transient...

Fig. 12 : transitoire à l'allumage, avec une charge de 47 kΩ sur la sortie. J'adore tellement les oscilloscopes à mémoire analogique ! (cliquer pour élargir).

Cette variation rapide peut donc passer à travers les condensateurs C12 et C13 (ils coupent la composante continue, mais ici on n'est pas encore arrivé au régime établi) et se retrouve, en pratique, couplée à la sortie du circuit. Donc à l'entrée de l'amplificateur de puissance et on parle de tensions importantes : BOOM! Après un certain temps, les cathodes de T1 sont chauds et la tension sur les plaques diminue, en se stabilisant sur le point de travail. Cette variation passe aussi à travers les condensateurs C12 et C13 et peut être source de problèmes pour l'amplificateur qui suit. La figure 12 montre le transitoire d'allumage. On reconnait le premier pic positif, et le deuxième négatif, qui suit après environ 10 secondes. Une petite bosse est aussi présente à environ 25 s après l'allumage. Le tout nous donne un signal de 10-12 V crête à crête qui est plus que suffisant à faire rentrer en saturation mon pauvre amplificateur de puissance. Une étage de sortie à cathode commun aurait peut-être moins sujette à ce problème, sans cependant résoudre complètement le problème.

Anti-bump circuit.

Fig. 13 : le circuit retardateur (cliquer pour élargir).

La solution est néanmoins très facile à mettre à point et il s'agit d'adapter un circuit retardateur qui maintienne les sorties en court-circuit pendant un temps suffisant à l'allumage du circuit. Lorsque l'on éteigne le circuit, le même circuit doit les remettre en court-circuit rapidement. La solution montrée en figure 13 est basée sur l'hyper-classique NE555 utilisé en tant que monostable, qui pilote un relais à deux voies. le fichier en format FidoCadJ est disponible. Le relais doit être relié aux sorties de façon à que ces dernières soient court-circuitées lorsque la bobine n'est pas excitée. Le retard est choisi par la valeur du condensateur C29 et de la résistance R44, qui dans notre cas sont prévus pour donner un retard d'environ 35 s (avec l'NE555 traditionnel, pas CMOS). J'ai rajouté D3, une diode électroluminescente pour voir lorsque le circuit... attend ! J'ai utilisée une DEL blanche à haute intensité, ce qui explique la valeur relativement importante de la résistance R45 avec l'alimentation de 6,3 V prévue. Cette tension est évidemment la même déjà utilisée dans le circuit de figure 2 pour l'alimentation des filaments des lampes.

Anti-bump circuit, built.

Fig. 14 : le circuit retardateur monté et connecté aux sorties de mon prototype (cliquer pour élargir).

Conclusion

Dans cet article, j'ai décrit un préamplificateur PHONO à lampes, conçu autour de lampes ECC88 et ECC83. Les mesures montrées dans le tableau 2 montrent que sa fonction de transfert suit très précisément les normes RIAA prévues pour la reproduction des disques en vinyle. La différence est inférieure à 0,5 dB dans la bande audio et mieux que 0,1 dB pour des fréquences inférieures à 3 kHz). Pour ce qui concerne l'étage PHONO, aucun ronflement secteur est détectable à la sortie avec l'entrée en court circuit. Seulement le bruit du premier étage autour d'une ECC83 est détectable (1/f et Johnson), égalisé par le réseau RIAA. Cela est inférieur au bruit de surface de mes disques, et c'est donc parfaitement acceptable pour mes besoins. Si le lecteur est à la recherche des performances ultimes en termes de bruit, une lecture du bouquin de Burkardt Vogel's « The sound of silence », 2nd ed. publié par Springer en 2011 s'impose. Même si le schéma électrique peut apparaître simple, celui-ci n'est pas un circuit pour débutants. Les lampes à vide demandent des tensions d'alimentation élevées et il y a donc un risque d'électrocution pendant la mise au point du dispositif. Beaucoup d'expérience dans les stratégies de connexion des masses est indispensable pour éviter d'avoir des soucis de ronflement à la sortie. Un câblage inopportun donnera SANS MERCI un résultat inacceptable.

Sorting ECC88/12AX7A tubes...

Fig. 15 : Choisir ses lampes ECC88/12AX7A pour les meilleures performances de distorsion... (cliquer pour élargir).

D'un point de vue plus personnel et subjectif, mes oreilles ont été très satisfaites du son de l'ensemble et ce préamplificateur est un très bon coéquipier pour l'amplificateur 55 W+55 W que j'ai fabriqué il y a quelques années. Comme j'ai déjà eu occasion d'écrire, je ne pense pas que les lampes à vide soient meilleures par rapport à leurs contreparties en silicium. La solution la plus simple, la plus rationnelle et efficace pour fabriquer un préamplificateur aux normes RIAA aurait probablement été d'adopter un amplificateur opérationnel à faible bruit. La puissance consommée par le circuit aurait été inférieure de plusieurs ordres de grandeur, la simplicité globale aurait été plus grande et l'utilisation de faibles tensions aurait simplifié les règles de sécurité pendant la mise au point. Néanmoins, j'aime bien ces vieilles lampes et les circuits à l'allure un peu démodée (avez vous vu mon horloge à tubes Nixie ?). J'aime beaucoup expérimenter autour d'eux, comme montré dans la figure 15. Même avec des circuits simples tels qu'une configuration cathode commun, les tensions d'alimentation sont tellement élevées qu'on peut obtenir facilement une énorme dynamique pour les signaux et maintenir une distorsion harmonique à des niveaux très raisonnables pour la haute fidélité, surtout en disposant de lampes de bonne qualité. Si vous fabriquez ce circuit, j'espère que vous pourriez vous amuser autant que moi.

Log:

June 2, 2015 - First version of the page, in English

June 8, 2015 - French translation

June 14, 2015 - Italian translation

January 10, 2016 - Anti-bump circuit (it, fr, en)

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